干货 大牛总结的反激变换器设计笔记

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　　开关电源的设计是一份非常耗时费力的苦差事，要一直地修正多个设计变量，直到性能达到设计目标为止。本文step-by-step介绍反激变换器的设计步骤，并以一个6.5W隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯片采用NCP1015。

　　基本的反激变换器原理图如图1所示，在需要对输入输出进行电气隔离的低功率（1W～60W）开关电源应用场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常用的一种拓扑结构（Topology）。简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。

　　------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，高压输出时，η取0.8～0.85）根据预估效率，估算输入功率：

　　Cbulk的取值与输入功率有关，通常，对于宽输入电压（85～265VAC），取2～3μF/W；对窄范围输入电压（176～265VAC），取1μF/W即可，电容充电占空比Dch 一般取0.2即可。

　　一般在整流后的最小电压Vinmin_DC处设计反激变换器，可由Cbulk计算Vinmin_DC：

　　反激变换器有两种运行模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。两种模式各有优缺点，相对而言，DCM模式具有更加好的开关特性，次级整流二极管零电流关断，因此不存在CCM模式的二极管反向恢复的问题。此外，同功率等级下，由于DCM模式的变压器比CCM模式存储的能量少，故DCM模式的变压器尺寸更小。但是，相比较CCM模式而言，DCM模式使得初级电流的RMS 增大，这将会增大MOS管的导通损耗，同时会增加次级输出电容的电流应力。因此，CCM模式常被推荐使用在低压大电流输出的场合，DCM模式常被推荐使用在高压 小电流输出的场合。

　　对CCM模式反激变换器而言，输入到输出的电压增益仅仅由占空比决定。而DCM模式反激变换器，输入到输出的电压增益是由占空比和负载条件同时决定的，这使得DCM模式的电路设计变得更复杂。但是，如果我们在DCM模式与CCM模式的临界处（BCM模式）、输入电压最低（Vinmin_DC）、满载条件下，设计DCM模式反激变换器，就可以使问题变得简单化。于是，无论反激变换器工作于CCM模式，还是DCM模式，我们都可根据CCM模式进行设计。

　　如图 4（b）所示，MOS管关断时，输入电压Vin与次级反射电压nVo共同叠加在MOS的DS两端。最大占空比Dmax确定后，反射电压Vor（即nVo）、次级整流二极管承受的最大电压VD以及MOS管承受的最大电压Vdsmax，可由下式得到：

　　通过公式（5）（6）（7），可知，Dmax 取值越小，Vor 越小，进而MOS管的应力越小，然而，次级整流管的电压应力却增大。因此，我们应当在保证MOS管的足够裕量的条件下，尽可能增大Dmax，来降低次级整流管的电压应力。Dmax的取值，应当保证Vdsmax不超过MOS管耐压等级的80%；同时，对于峰值电流模式控制的反激变换器，CCM模式条件下，当占空比超过0.5 时，会发生次谐波震荡。考虑，对于耐压值为700V（NCP1015）的MOS管，设计中，Dmax不超过0.45为宜。

　　对于CCM模式反激，当输入电压变化时，变换器可能会从CCM模式过渡到DCM模式，对于两种模式，均在最恶劣条件下（最低输入电压、满载）设计变压器的初级电感Lm。由下式决定：

　　其中，fsw为反激变换器的工作频率，KRF为电流纹波系数，其定义如下图所示：

　　一旦Lm确定，流过MOS管的电流峰值Idspeak和均方根值Idsrms亦随之确定：

　　设计中，需保证Idspeak不超过选用MOS管最大电流值80%，Idsrms用来计算MOS 管的导通损耗Pcond，Rdson为MOS管的导通电阻。

　　开关电源设计中，铁氧体磁芯是应用最广泛的一种磁芯，可被加工成多种形状，以满足多种的应用需求，如多路输出、物理高度、优化成本等。

　　实际设计中，由于充满太多的变数，磁芯的选择并没有很严格的限制，可选择的余地很大。其中一种选型方式是，我们大家可以参看磁芯供应商给出的选型手册进行选型。假如没有合适的参照，可参考下表：

　　选定磁芯后，通过其Datasheet查找Ae值，及磁化曲线，确定磁通摆幅△B，次级线圈匝数由下式确定：

　　其中，DCM模式时，△B取0.2～0.26T；CCM时，△B取0.12～0.18T。

　　先确定主路反馈绕组匝数，其他绕组的匝数以主路绕组匝数作为参考即可。主反馈回路绕组匝数为：

　　ρ为电流密度，单位：A/mm2，通常，当绕组线；当绕组线圈长度较短时，线。当流过线圈的电流比较大时，能够使用多组细线并绕的方式，以减小集肤效应的影响。

　　其中，Ac是所有绕组导线截面积的总和，KF为填充系数，一般取0.2～0.3。

　　检查磁芯的窗口面积（如图 7（a）所示），大于公式 21 计算出的结果即可。

　　每个绕组的输出整流管承受的最大反向电压值VD（n）和均方根值IDrms（n）如下：

　　有时候，单个电容的高ESR，使得变换器很难达到我们想要的低纹波输出特性，此时可通过在输出端多并联几个电容，或加一级LC滤波器的方法来改善变换器的纹波噪声。注意：LC滤波器的转折频率要大于1/3开关频率，考虑到开关电源在实际应用中可能会带容性负载，L不宜过大，建议不超过4.7μH。

　　如图 8 所示，反激变换器在MOS关断的瞬间，由变压器漏感LLK与MOS管的输出电容造成的谐振尖峰加在MOS管的漏极，如果不加以限制，MOS管的寿命将会大打折扣。因此就需要采取一定的措施，把这个尖峰吸收掉。

　　反激变换器设计中，常用图 9（a）所示的电路作为反激变换器的钳位吸收电路（RCD钳位吸收）。

　　RClamp由下式决定，其中Vclamp一般比反射电压Vor高出50～100V，LLK为变压器初级漏感，以实测为准：

　　CClamp由下式决定，其中Vripple一般取Vclamp的5%～10%是是合理的的：

　　输出功率比较小（20W以下）时，钳位二极管可采用慢恢复二极管，如1N4007；反之，则需要用快恢复二极管。

　　开关电源系统是典型的闭环控制管理系统，设计时，补偿电路的调试占据了相当大的工作量。目前流行于市面上的反激控制器，绝大多数采用峰值电流控制控制模式。峰值电流模式反激的功率级小信号可以简化为一阶系统，所以它的补偿电路容易设计。通常，使用Dean Venable提出的Type II补偿电路就足够了。

　　如图8所示，从IC内部比较器的反相端断开，则从控制到输出的传递函数（即控制对象的传递函数）为：

　　附录分别给出了CCM模式和DCM模式反激变换器的功率级传递函数模型。NCP1015工作在DCM模式，从控制到输出的传函为：

　　Vout1为主路输出直流电压，k为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数（对NCP1015而言，k=0.25），m为初级电流上升斜率，ma为斜坡补偿的补偿斜率（由于NCP1015内部没有斜坡补偿，即ma=0），Idspeak为给定条件下初级峰值电流。于是我们就能够正常的使用Mathcad（或Matlab）绘制功率级传函的Bode图：

　　前文提到，对于峰值电流模式的反激变换器，使用Dean Venable Type II补偿电路就可以，典型的接线方式如下图所示：

　　通常，为降低输出纹波噪声，输出端会加一个小型的LC滤波器，如图 10 所示，L1、C1B构成的二阶低通滤波器会影响到环路的稳定性，L1、C1B的引入，使变换器的环路分析变得复杂，不但影响功率级传函特性，还会影响补偿网络的传函特性。然而，建模分析后可知：如果L1、C1B的转折频率大于带宽fcross的5倍以上，那么其对环路的影响可忽略不计，实际设计中，建议L1不超过4.7μH。于是我们简化分析时，直接将L1直接短路即可，推导该补偿网络的传递函数G(s)为：

　　CTR为光耦的电流传输比，Rpullup为光耦次级侧上拉电阻（对应NCP1015，Rpullup=18kΩ），Cop为光耦的寄生电容，与Rpullup的大小有关。图13（来源于Sharp PC817的数据手册）是光耦的频率响应特性，能够准确的看出，当RL（即Rpullup）为18kΩ时，将会带来一个约2kHz左右的极点，所以Rpullup的大小会直接影响到变换器的带宽。

　　k Factor（k因子法）是Dean Venable在20世纪80年代提出来的，提供了一种确定补偿网络参数的方法。

　　如图 14 所示，将Type II补偿网络的极点wp放到fcross的k倍处，将零点wz放到fcross的1/k处。图12的补偿网络有三个参数需要计算：RLed，Cz，Cpole，下面将用k Factor计算这些参数：

　　-------确定补偿后的环路带宽fcross：通过限制动态负载时（△Iout）的输出电压过冲量（或下冲量）△Vout，由下式决定环路带宽：

　　-------考察功率级的传函特性，确定补偿网络的中频带增益（Mid-band Gain）：

　　-------确定Dean Venable因子k：选择补偿后的相位裕量PM（一般取55°～80°），由公式32得到fcross处功率级的相移（可由Mathcad 计算）PS，则补偿网络要提升的相位Boost 为：

　　-------补偿网络极点（wp）放置于fcross的k倍处，可由下式计算出Cpole：

　　-------补偿网络零点（wz）放置于fcross 的1/k 倍处，可由下式计算出Cz：

　　计算机仿真不但可以取代系统的许多繁琐的人工分析，减轻劳动强度，避免因为解析法在近似处理中带来的较大误差，还可以与实物调试相互补充，最大限度的降低设计成本，缩短开发周期。

　　本例采用经典的电流型控制器UC3843（与NCP1015控制原理类似），搭建反激变换器。其中，变压器和环路补偿参数均采用上文的范例给出的计算参数。

　　从图18能够准确的看出，最低Cbulk上的最低电压为97.3V，与理论值98V大致相符。

　　测试条件：低压输入，满载，主路输出电流0.1A---1A---0.1A，间隔2.5ms，测试输出电压波形。

　　1. PCB layout—大电流环路包围的面积应极可能小，走线. PCB layout—高频（di/dt、dv/dt）走线

　　a. 整流二级，钳位吸收二极管，MOS管与变压器引脚，这些高频处，引线应尽可能短，layout时避免走直角；

　　b. MOS管的驱动信号，检流电阻的检流信号，到控制IC的走线距离越短越好；

　　a. 所有小信号GND与控制IC的GND相连后，连接到Power GND（即大信号GND）；

　　本文详细的介绍了反激变换器的设计步骤，以及PCB设计时应当注意的事项，并采用软件仿真的方式验证了设计的合理性。同时，在附录部分，分别给出了峰值电流模式反激在CCM模式和DCM模式工作条件下的功率级传递函数。

　　峰值电流模式的电流内环，本质上是一种数据采集系统，功率级传函由两部分Hp（s）和Hh（s）串联组成，其中

　　Hh(s)为电流环电流采样形成的二阶采样环节（由Ray Ridley 提出）：

　　上式中，PO为输出总功率，k为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数，Vout1为反馈主路输出电压，Rs为初级侧检流电阻，D为变换器的占空比，n为初级线圈NP与主路反馈线 的匝比，m为初级电流上升斜率，ma为斜坡补偿的补偿斜率，Esr为输出电容的等效串联电阻，Cout是输出电容之和。

　　注意：CCM模式反激变换器，从控制到输出的传函，由公式40可知，有一个右半平面零点，它在提升幅值的同时，带来了90°的相位衰减，这个零点不是我们想要的，设计时应保证带宽频率不超过右半平面零点频率的1/3；由公式41可知，如果不加斜坡补偿（ma=0），当占空比超过50%时，电流环震荡，表现为驱动大小波，即次谐波震荡。因此，设计CCM模式反激变换器时，需加斜坡补偿。

　　Vout1为主路输出直流电压，k为误差放大器输出信号到电流比较器输入的衰减系数，m为初级电流上升斜率，ma为斜坡补偿的补偿斜率，Idspeak为给定条件下初级峰值电流。